ANPC简介
ANPC结构是基于“I”型NPC结构（下面讲NPC如不特殊说明，均指的是“I”型结构NPC）发展出来的一种改进型。我们在讲NPC结构的时候会谈到他的一个缺点就是损耗分布不均匀，会导致温升不均衡，进而限制模块的功率输出能力（请参考->深度 | NPC 三电平拓扑原理及特点）。而ANPC结构由于多了两个开关管以及相应的两个中性点换流回路（如下图），可以更加灵活任意的配置开关管可以使损耗没有那么的不均衡，从而能一定程度上提高模块的输出功率。
图 1，ANPC拓扑结构图以及增加的环流回路
目前很多研究多关注于如何更好的平衡损耗分布和结温控制，因此一种动态调整开关策略的控制方法被广泛的研究，如下图2。这种方法可以在不同工况下动态的调整开关策略以平衡不同开关之间的结温从而实现更高的功率输出。然而这样控制起来会很复杂，需要实时的计算损以及结温变化，如下图2。很难说这样的控制策略可以应用到实际系统中。根据开关器件的特点，采用固定的调制方式，合理利用开关模式，其实更容易应用到实际产品中。
图 2，实时的结温控制策略框图
两种调制方式
传统的NPC三电平的开光状态包括输出正电压、中点电压、负电压以及加上全部关断的时候的高阻状态总共四个主要开关状态，以及两个过渡状态，如下图3所示。两个过渡状态其实是指的在不同开关状态切换过程中，并不能同时切换两个管子，要有个先后顺序，以避免发生直通的危险。比如从"P"状态进入"N"状态就要先关掉T1进入"A"状态，然后打开T3进入"N"状态。再比如关断的时候，从"P"状态就需要先关断T1进入"A"状态，然后关闭T2进入全部关断高阻"Z"状态停止。下图3和图4为NPC三电平的开关状态表以及循环图。
图 3，NPC的开关状态表
图 4，各个开关状态之间的循环关系
ANPC在此基础上，增加了两个主动钳位开关，使零电平回路增加了很多的可能。首先不考虑T1和T4的状态，来看T2,T3,T5,T6四个管子的组合。我们知道，仅需要两个管子就可以形成输出端子与中点端的正向电流和反向电流回路。三个或者四个管子同时开通可以看作是某两个管子开通的冗余状态。四个开关可以有六组排列组合如下表。
然而，实际上组合C只具有正向（从中性点到交流输出端）导通电流的能力，组合D只具有反向导通电流的能力，可以认为是无效组合。因此，真正的有效组合只有四种，下面分别绘制出四个有效组合的电流路径如下图5所示。
图 5，ANPC拓扑结构图的几种中点电压状态
上面图5中包括了4种中点电压组合，然而最后一种虽然也能实现该功能，但是这种中点状态并不能直接切换到正电压或者负电压，因此只能算做无效状态，不计入考虑。这样基本的开关组合其实只有三种，下面对每一种状态分别引入T1和T4的开关状态，分析组合状态。
第一种情况下，T1是一定要关闭的，然而T4则可以开通也可以关闭，这样就衍生出两个中性点状态，如下图6。
图 6，两种中性点状态
第二种情况下，T4是一定要关闭的，然而T1则可以开通也可以关闭，这样同样衍生出两个中性点状态，如下图7。
图 7，两种中性点状态
第三种情况下，由于T2,T3都是开通状态，T1,T4必须是关闭状态，因此只有一种状态如下图。然而这种情况下的中性点换流回路并没有利用T5和T6，还是NPC1的换流模式，下面就不在继续分析。
图 8，一种中性点状态
这样总结上面的分析便可以得到总共的四种基础的中性点换流开关状态，如下表。
分析完了增加两个主动钳位开关对中性点换流的影响，那么增加的这两个钳位开关对输出正负电平有无影响呢？下面再来看看增量两个主动前卫开关对正负电平的影响。
图 9，正负电压输出开关模式
基本的正负电平输出模式如上图9所示。T1&T2或者T3&T4同时开通就可以输出正电平或者负电平，增加的两个主动钳位开关并没什么改变。然而，如果适当的利用这两个开关其实可以对系统是有好处的。当输出正电平的时候打开T6，这样T6和D6就将T3与T4的中间电压钳位到中性点，有助于电压在这两个管子上的均匀分布。同理，T5在输出负电平的时候保持开通也是有同样的作用，如下图10所示。
图 10，改进后的正负电压输出开关模式
下面在来看剩余四种基础的中性点换流开关状态与正电平或者负电平的转换关系如下图9所示。
图 11，四种中性点换流回路与正电平或者负电平的换流模式
从上图11可以看出，对于正电平和负电平均有两种模式进行中性点换流。由于不同中性点模式之间可以自由转换，因此可以组合出更多的正负电平变换路径，如下图12所示。图中的过渡状态同NPC1中的A,B状态一样，是避免在不同状态切换过程中发生直通的死区过渡过程。
图 12，ANPC拓扑的电压状态切换循环图
本文将介绍的是如下图13所示的红色和蓝色两种开关状态循环路径。
第一种，蓝色路径的特点是所有的开关过程都是短换流回路，同时所有的开关状态都是由T1&T4&T5&T6来进行开关，T2&T3仅仅在电压换向的时候进行开关。换种说法就是T1&T4&T5&T6进行高频开关，T2&T3进行工频开关，且几乎没有开关电流。
第二种，红色路径的特点是所有的切换状态仅仅需要T2&T3管进行开关，其余的管子仅仅在电压换向时进行开关。换种说法就是T2&T3进行高频开关；T1&T4&T5&T6进行工频开关且几乎不开关电流。
下面分别对这两种调制方式进行讨论。
图 13，两种ANPC拓扑的电压状态切换循环图
第一种调制方式
首先将上面的循环路径单独拉出来，如下图14所示。便可以更加清晰的看出来，从正电平到中性点是在T1&D1和T5&D5之间进行换流；从负电平到中性点是在T4&D4和T6&D6之间进行换流。这样的开关过程都是短换流回路。其调制波形如下图16所示。我们将上面的拓扑形式做一下调整可以得到下面图15所示的换流路径示意图。这种换流路径其实是和两电平一致的。
图 14，第一种ANPC拓扑的电压状态切换循环图
图 15，第一种ANPC拓扑的换流回路示意图
图 16，ANPC拓扑结构的调制方式
这种ANPC的调制方式特点是显而易见的，换流回路短避免了NPC结构的长换流回路问题，T2&T3管几乎不会开关电流，没有开关损耗，可以采用优化导通压降的功率器件。同时，所有的换流都集中在T1&T5和T4&T6之间，这样可以就可以完全采用三个半桥模块来搭建ANPC结构，同时避免了环路回路在不同模块之间进行的问题，如下图17所示，T1&T5用一个半桥模块，T4&T6用一个半桥模块这两个管子可以用快速开关的功率器件，甚至SIC器件，T2&T3用一个半桥模块，可以用低导通损耗的管子。
图 17，三个半桥模块搭建的ANPC拓扑
当然，固定的开关模式下就不能优化损耗的分布。下面，我们看看这种开关模式的损耗分布情况如何。在我们的仿真平台（微信公众号菜单或者访问网站： www.igbtgo.com）里已经添加了这种ANPC调制模式的仿真程序，该仿真程序可以选择两电平的通用半桥模块来搭建仿真模型，进行仿真。
我们选择英飞凌FF1800R12IE5，三个模块搭建ANPC拓扑，加入仿真，设定以下参数：
直流母线电压：1500V；
输出电流1000Arms;
开关频率：4000Hz；
交流频率：50Hz；
环境温度45℃；
散热器热阻(单个模块)：35K/kW;
调制方式：SVPWM.
分别仿真在不同功率因数条件下，调制度为1和调制度为0.1时的损耗和结温分布情况。
下图18为功率因数为1时候，调制度分别为1和0.1时的损耗分布。可以得出一下几点结论：
T2由于一直处于长通状态，只有导通损耗没有开关损耗，不同调制度下，T2的损耗是不变的。
对于T1和D5，不同调制度下，开关损耗变化不大，调制度的变化反应了电流在T1和D5上的分布变化。
由于T5&T6没有损耗发生，可以说，在这种情况下，ANPC和NPC1是等效的。也就是说当功率因数为1的时候，等效为NPC1。
以调制度等于1的时候为例，T1D1&T5D5为一个模块，其功耗为1491.9W；T2D2&T3D3为一个模块，其功耗为1396.8。这样损耗在两个模块之间分布是均衡的，不会导致单个模块过热。
图 18，上图，pf=1,m=1;下图，pf=1,m=0.1
下图19为功率因数为-1时候，调制度分别为1和0.1时的损耗分布。同样也可以得出一下几点结论：
D2由于一直处于长通状态，只有导通损耗没有开关损耗，不同调制度下，D2的损耗是不变的；
对于D1和T5，不同调制度下，开关损耗变化不大，调制度的变化反应了电流在两个管子上分布的变化；
以调制度等于1的时候为例，T1D1&T5D5为一个模块，其功耗为1444.W；T2D2&T3D3为一个模块，其功耗为1309.6。这样损耗在两个模块之间分布是均衡的，不会导致单个模块过热。
作为对比，在整流工况下，同样三个模块搭建的NPC1结构，损耗主要分布在内管即T2D2&T3D3上 ，导致T2&D2,T3&D3结温过高，如下图20所示。
图 19，上图，pf=-1,m=1;下图，pf=-1,m=0.1
图 20，NPC1结构，pf=-1,m=1时的损耗和结温分布
模块功率因数为0的时候如下图21所示，损耗分布和上述两种情况又不一样。这时候，损耗在所有的器件中均有分布。其特点如下：
T2和D2由于一直处于长通状态，只有导通损耗没有开关损耗，不同调制度下，T2和D2的损耗是不变的；
损耗在所有的器件中分布较为均匀，因此结温差异也较小。同时最高结温相对上述两种工况要低很多。因此比其他两种工况条件下可以实现更高的功率输出。
图 21，上图，pf=0,m=1;下图，pf=0,m=0.1
总结而言，这种控制方式，可以实现半桥模块来搭建三电平拓扑的应用，且没有长换流回路问题。同时解决半桥模块搭建成NPC时，整流工况内管损耗过大的问题（由于开关损耗和导通损耗都集中在T2&T3,D2&D3。而这四个开关器件都在一个模块内部，而其他两个模块却没有多少损耗）。无论是整流和逆变损耗和结温分布都相对均衡，功率输出能力相当。特别的，当应用于纯无功工况时，功率输出能力会更强。对于SVG或者APF的应用可以获得更高的输出功率，充分利用模块内的所有半导体。
第二种调制方式
同样，首先绘制出这第二种调制方式的循环路径，如下图22所示。可以更加清晰的看出来，从正电平到中性点是在T2&D2和T6&D6之间进行换流；从负电平到中性点是在T3&D3和T5&D5之间进行换流。这两个换流过程，都是开关管T2和T3在动作，其他的管子没有开关电流的过程。其调制波形如下图24所示。然而，这样的开关过程都是长换流回路。我们将上面的拓扑形式做一下调整可以得到下面图23所示的换流路径示意图。
图 22，第二种ANPC拓扑的电压状态切换循环图
图 23，第二种ANPC拓扑的换流回路示意图
图 24，第二种ANPC拓扑的调制方式
上面提到，所有的开关电流过程都是开关管T2和T3在动作，其他的管子没有开关电流的过程。因此所有的开关损耗都在T2&D2和T3&D3上。那么，基于这样的特点，在设计模块的时候，T2&D2，T3&D3可以选择使用高速开关的器件比如MOSFET，或者SIC器件等，而其他的管子统一选择低导通损耗的管子，便可以实现非常优秀的损耗优化，同时充分利用例如SIC的特点，实现较高的开关频率，以及三电平的输出波形。另外，由于仅仅T2&D2和T3&D3使用了SIC器件，其成本增加是有限，其性能提升确实斐然的。然而，如上面所提到的，在换流的时候，所有的开关过程都是长换流回路，带来的问题便是开关应力过大，特别是高速器件。这样采用两电平模块搭建这样的三电平结构就不太现实了。电流需要在不同的模块之间进行换流，寄生电感会非常大。即使在一个模块中构建这种拓扑，模块内部长换流回路的寄生电感也会对开关过程产生较大的影响。因此这种控制方式不适用于大功率产品采用搭建的方案，而是适用于单个模块的小功率产品，一种优化布局的模块设计可以用于优化长换流回路的寄生电感。
我们知道VSC型结构输出电流是不可以突变的，而电压是可以的，而电流流入和流出的时候，应该是对称的结构。首先我们看一下当输出电流为正的时候几种电流回路模式，如下图25所示。
图 25，正向电流时的换流回路
当我们把没有用到的器件隐藏掉，就会变成下面图26所示的结构。这时，系统依旧可以运行，但是只能输出正向电流。这样简化结构后就可以给模块的布局设计带来更大的灵活性，去掉没有用的芯片在布局设计的时候可以更加紧凑回路面积也可以做的更小。
图26 简化后的换流路径
根据上面简化的布局回路，我们可以设计芯片的布局如下图27所示，注意，下图为输出电流为正时的布局设计。对称的输出电流为负时的布局设计也类似。两个合在一起构成完整的拓扑结构。
图27 正电流回路布局图
根据上面的布局图，我们可以画出图25所示的两个换流模式，如下图28所示。可以看出，这种布局下，换流路径中几乎不包含多余的芯片和面积。杂散参数可以控制的非常好，对于高速开关器件，可以很好的优化开关应力过大的问题。
图28 两种换流路径示意图
这种调制方式下，模块的电气特性如何，又有什么特点呢？下面我们将T2&T3采用快速开关IGBT，其他管子采用低导通损耗的管子来简单配置一个模块，计算模块的损耗和结温来初步看看这种拓扑和控制方式的电气特性。
这里我们无法直接选择模块，只能通过从芯片开始设计一个模块，并根据芯片的实际测量参数，线性的拟合出该芯片的参数，具体过程不表。下面列出每个开关选择的芯片型号：
T1&T4&T5&T6:IGC30T65U8V(75A)✖2;
T2&T3:IGC26D65C8(75A)✖2;
D1&D4&D5&D6:SIDC38D65C8(150A);
D2&D3:IGC13D65Q8(50A)✖3;
DBC:三氧化二铝；
Econo3 PIM封装，3mm厚铜基板。
设定以下仿真参数：
直流母线电压：850V；
输出电流：80Arms;
开关频率：16000Hz；
交流频率：50Hz；
基板温度100℃；
调制方式：SVPWM.
分别仿真在不同功率因数条件下，调制度为1和调制度为0.1时的损耗和结温分布情况。
下图29为功率因数为1时候，调制度分别为1和0.1时的损耗分布。可以得出一下几点结论：
所有的开关损耗都在T2&T3和D2&D3上，不同的调制度对开关损耗没有影响，主要是影响电流在T2&T3与D2&D3之间的分布以及T1&T4与T5&T6之间的分布。
损耗分布比较不均匀，D1&D4和D5&D6没有任何损耗发生。
图 29，上图，pf=1,m=1;下图，pf=1,m=0.1
下图30为功率因数为-1时候，调制度分别为1和0.1时的损耗分布。可以得出一下几点结论：
所有的开关损耗依旧是都在T2&T3和D2&D3上，不同的调制度对开关损耗没有影响，主要是影响电流在T2&T3与D2&D3之间的分布以及D1&D4与D5&D6之间的分布。
损耗分布同样比较不均匀，T1&T4和T5&T6没有任何损耗发生。
图 30，上图，pf=1,m=1;下图，pf=1,m=0.1
总结而言，这种控制方式，只有内管的T2&T3和D2&D3是需要高速开关，其开关调制方式基本类似于两电平，控制上更为简单一些。同时其损耗特点也与两电平类似。这样非常适合做成SIC混合型的结构。即是中间的开关管采用SIC MOSFET以及SIC 二极管，外部的管子采用低导通损耗的IGBT。这样就可以既实现了三电平结构的特点，也最大化的利用了SIC的优势，同时也能有效的控制成本。
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